具有低输出电流纹波的高功率因数Cuk PFC变换器

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摘要：摘 要：工作于输入电感电流断续模式的Cuk功率因数校正(Power Factor Correction， PFC)变换器，具有开关管零电流开通、控制电路设计简单等优点;但是在半个工频周期内占空比恒定时，其输入电流存在谐波畸变，功率因数(Power Factor， PF)较低。针对此问题，研

　　摘 要：工作于输入电感电流断续模式的Cuk功率因数校正(Power Factor Correction， PFC)变换器，具有开关管零电流开通、控制电路设计简单等优点;但是在半个工频周期内占空比恒定时，其输入电流存在谐波畸变，功率因数(Power Factor， PF)较低。针对此问题，研究了工作于输入电感电流断续模式、输出电感电流连续模式的Cuk PFC变换器。通过推导输入电流和PF值的表达式，设计了一种基于变占空比控制的Cuk PFC变换器，可保证在宽输入电压范围内使PF值接近于 且减小器件的电流应力。通过占空比拟合的方法简化了控制电路的设计。充分利用了Cuk变换器输出电流无脉动、纹波小的特点，实现了低纹波的恒流输出。最后，通过仿真和实验对定占空比控制的Cuk PFC变换器与提出的变占空比控制Cuk PFC变换器进行了性能对比，验证了理论分析的正确性。

　　关键词：Cuk变换器;功率因数校正;变占空比控制;低输出电流纹波
 

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　　0 引 言

　　为了减小电力电子设备对电网的谐波污染，功率因数校正(Power Factor Correction， PFC)已经成为AC-DC开关变换器中必不可少的环节。相比于无源PFC，有源PFC以其功率因数高、体积小、成本低等优点而得到了更加广泛的应用[1-2]。在现有PFC变换器拓扑中，Boost PFC变换器具有功率因数(Power Factor， PF)高、电流总谐波失真(Total harmonic distortion， THD)小的优点[3]。但因Boost变换器的输出电压高于输入电压，难以用于需要低压的应用场合[4];且对于单级Boost PFC变换器，其输出电压或电流纹波大，需要级联两级DC-DC变换器来减小输出纹波[5]。Cuk变换器属于单级变换器，其输入回路类似于Boost变换器，用于PFC时能够得到较高的PF和较小的THD，是功率因数校正的优良拓扑。

　　另一方面，随着LED照明[6]、电池充电[7]、消费电子等需要恒流供电的应用日益广泛，恒流输出开关变换器的研究成为热点[8-10]。文献[8]研究了Buck型恒流开关变换器，其结构简单，输出电流纹波小，但实现PFC时控制复杂。文献[9]研究了Boost型恒流开关变换器的负载和输入瞬态性能，但Boost变换器输出电流纹波较大，在小功率场合性能较差。文献[10]设计了基于Buck-Boost变换器的恒流输出AC-DC变换器，实现了PFC和恒流輸出;但与Boost变换器类似，也存在输出电流纹波较大的问题。Cuk变换器的输出回路有电感，其结构类似于Buck变换器，输出电流无脉动，纹波小，用于恒流输出场合时具有明显优势。

　　综上所述，由于Cuk PFC变换器作为单级结构可同时兼顾AC-DC变换器输入功率因数高和输出电压/电流纹波小，所以得到了广泛关注。文献[11]研究了平均电流型控制的Cuk PFC变换器，使输入电感工作于电流连续模式(Continuous Current Mode， CCM)，能够实现较高的功率因数，但控制电路设计复杂，器件的电流应力大。文献[12]提出了电容电压断续模式的Cuk PFC变换器，详细分析了中间储能电容电压断续时Cuk PFC变换器的特点，但在宽输入电压范围内无法保证较高的功率因数。文献[13]采用传统的电压型定占空比控制方法设计了输入电感工作于电流断续模式(Discontinuous Current Mode， DCM)、输出电感工作于CCM(记为DCM-CCM)的Cuk PFC变换器，具有输出电压/电流纹波小、控制电路设计简单、能够在低输入电压情况下实现较高的功率因数等优点，但是当输入电压升高时，功率因数下降严重，且电流存在较高的谐波失真。

　　为了改善传统的定占空比控制Cuk PFC变换器在宽输入电压范围内功率因数低、输入电流谐波失真严重的缺点，本文在分析定占空比控制恒流输出DCM-CCM Cuk PFC变换器工作原理的基础上，设计了变占空比控制的恒流输出DCM-CCM Cuk PFC变换器，并通过对占空比表达式进行拟合，简化了控制电路的设计。

　　1 DCM-CCM Cuk PFC变换器

　　1.1 工作原理

　　图1所示为Cuk PFC变换器的原理图，其中S为开关管，D为续流二极管，L1和L2分别为输入和输出电感，C为中间储能电容，Co为输出滤波电容，R为负载电阻，整流桥前端的输入电压、电流分别为uin、iin，输出电压、电流分别为Uo、Io，输入、输出电感电压分别为UL1、UL2，中间储能电容电压为UC。

　　由于传统的Cuk PFC变换器输入和输出电感的工作模态相同，无法进行CCM与DCM的组合;当电路工作于CCM-CCM时，控制电路设计复杂，当电路工作于DCM-DCM时，输出电压/电流纹波较大。文献[13]对其进行了改进，在输入电感L1串联正向二极管D 可以使电感L1和电感L2独立工作于不同模态，能够更充分的发挥Cuk变换器的优势，拓展其应用场合。

　　为了简化分析，作出如下假设：①所有元器件均为理想器件;②开关频率fs远高于交流侧输入电压频率;③电容C、Co的稳态电压纹波远小于其直流电压。

　　为了减小开关管损耗，简化Cuk PFC变换器的控制电路设计，使输入电感L1工作在DCM;因为输出回路电感电流的平均值与输出电流相等，为了减小输出回路的电流纹波，使电感L2工作于CCM。DCM-CCM Cuk PFC变换器的电感电流及电压波形如图2所示。在一个开关周期Ts内，该变换器有三个工作阶段：

　　从图8可以看出：在90V～250V输入电压范围内，变占空比控制变换器的输入电流THD小于定占空比控制变换器的输入电流THD。特别地，当输入电压高于220V，定占空比控制的THD将大于20%，不能满足IEC61000标准对C类设备电流谐波失真的要求;而变占空比控制在输入电压高至250V时仍小于10%，满足IEC61000标准的要求。因此，变占空比控制能够有效减小输入电流的总谐波失真。

　　3.2 电感电流峰值

　　将定占空比控制的开关管导通占空比和变占空比控制的开关管导通占空比式(23)带入式(2)，可以绘制当输入电压分别在110V和220V时，定占空比和变占空比控制Cuk PFC变换器在半个工频周期内的输入电感电流峰值iL1_pk的包络曲线，如图9所示。

　　由图9可知：当输入电压分别为110V和220V时，变占空比控制Cuk PFC變换器的输入电感电流峰值iL1_pk的最大值分别约为传统定占空比控制Cuk PFC变换器iL1_pk最大值的82.79%和74.76%。输入电感电流的最大值减小，对应的开关管、二极管的电流应力也减小。因此，变占空比控制Cuk PFC变换器能够明显减小输入电感电流的峰值，从而减小开关管、二极管的电流应力，同时降低滤波电路的体积和系统成本。

　　由上述分析也可以得出：变占空比控制能够有效减小输入电流的高次谐波分量，减小器件的电流应力，所以能够减小变换器的损耗，从而提高变换器效率。

　　4 仿真分析与实验验证

　　4.1 仿真分析

　　为了验证上述理论分析的正确性，选取输入电压为AC110V和AC220V进行仿真，输出功率为DC 25W(电压为50V)，其他电路参数如表1所示。

　　按照表1中的参数，在PSIM中分别搭建定占空比与变占空比控制DCM-CCM恒流输出Cuk PFC变换器的仿真电路，并进行相应的仿真，得到两种控制方法在110V输入、220V输入时的仿真波形，如图10、图11所示。

　　从图10和图11可以看出：在输入电压为110V和220V时，变占空比控制DCM-CCM恒流输出Cuk PFC变换器的输入电流波形更趋于正弦波、谐波畸变明显减小;相比于定占空比控制，变占空比控制的输入电感电流峰值明显减小。同时，两种控制方法下Cuk PFC变换器的输出电流稳定在0.5A，电流无脉动、纹波小。仿真结果与理论分析一致。

　　4.2 实验验证

　　为了验证仿真结果的正确性和理论分析的有效性，制作了定占空比和变占空比控制恒流输出Cuk PFC变换器的试验样机，主功率电路中，开关管S型号为FQA11N90C，二极管D、D1型号为ISL9L3060P2，整流桥型号为GBJ3510，其他主电路参数按照表1选取。定占空比和变占空比控制恒流输出Cuk PFC变换器的实验波形如图12、图13所示，相应的实验数据如表2所示。

　　由图12、图13的实验波形及表2的实验结果可知：当输入电压为110V和220V时，变占空比控制恒流输出Cuk PFC变换器的输入电流谐波畸变较小、波形更趋于正弦，其输入电感电流峰值分别约为定占空比控制恒流输出Cuk PFC变换器输入电感电流峰值的80.77%和76%。同时，两种控制方法下Cuk PFC变换器的输出电流近似为无脉动的0.5A直流，电流纹波小，实现了恒流输出的功能。

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